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       文章概述了基于麥克爾遜干涉儀的光纖激光水聽器的相位載波零差法(PGc)調(diào)制解調(diào)原理，通過數(shù)學(xué)推導(dǎo)及仿真，分析了調(diào)制信號和混頻信號的頻差是導(dǎo)致全數(shù)字化解調(diào)結(jié)果錯誤的主要因素之一。針對該誘導(dǎo)因素提供了可行的解決方案，并實現(xiàn)了基于DSP的1MHz采樣頻率下使用PGC方法的全數(shù)字實時解調(diào)系統(tǒng)。對低頻水聲波段800Hz水聲信號進(jìn)行解調(diào)，實驗結(jié)果表明：解調(diào)信號波形良好。

　　分布反饋(DFB)光纖激光水聽器使用激光諧振腔作為傳感元件，通過檢測輸出激光波長的位移獲得外界聲壓信息。它具有聲壓響應(yīng)靈敏度高、尺寸小、抗電磁干擾、易于制作小直徑輕型線性陣列等特點(diǎn)，在水下預(yù)警、遠(yuǎn)程目標(biāo)探測等領(lǐng)域具有較明顯的優(yōu)勢。當(dāng)今各國海軍對都其投入了大量的研究。

　　相位載波零差法(PGC)是利用遠(yuǎn)離水聲信號頻帶的高頻、大幅度載波信號對光纖干涉儀信號的初始相位進(jìn)行調(diào)制，避免了由于相位隨機(jī)漂移造成的檢測靈敏度低、非線性誤差大、動態(tài)范圍小等缺點(diǎn)，在光纖傳感器，尤其是光纖激光水聽器解調(diào)方面具有廣泛的應(yīng)用。

　　通常PGC解調(diào)使用模擬電路實現(xiàn)，其最突出的問題是不靈活、穩(wěn)定性差且不易調(diào)試；由于PGC解調(diào)算法較為復(fù)雜，需要多次相乘、濾波、微分、積分等，數(shù)字化解調(diào)的實現(xiàn)往往也是非實時的，這對于水聲探測進(jìn)入實用是一個非常大的障礙。文中在數(shù)學(xué)推導(dǎo)及仿真的基礎(chǔ)上，實現(xiàn)了對單陣元光纖激光水聽器的PGC實時全數(shù)字解調(diào)，有效解決了實時全數(shù)字解調(diào)過程中調(diào)制信號和混頻信號的頻差問題．為水聽器陣列的實時全數(shù)字解調(diào)奠定了基礎(chǔ)。

　　1、光纖激光水聽器PGC調(diào)制解調(diào)原理

　　DFB光纖激光器是在一段摻鉺光纖內(nèi)寫入光纖光柵，這種結(jié)構(gòu)在泵浦作用下形成激光諧振腔，發(fā)射出與腔長等相關(guān)的特定波長的激光‘6一釘。用單頻信號cE，o調(diào)制PZT元件，在光電探測器處的光電流轉(zhuǎn)換為電壓信號可表示為

　?、?A+Bcos(Ccos wot + γ∞(t))        (1)

　　式中：A正比于干涉儀的輸入光功率，且比值B／A為干涉條紋的可見度；C為調(diào)制信號的幅度；γ(t)表示待測信號與環(huán)境噪聲及初始相位共同引起的相位變化。

　　如圖1所示，將幅度分別為G、H和角頻率分別為w。、2w。的載波信號與干涉儀輸出信號進(jìn)行混頻，

　　并分別通過低通濾波器后，得到

　　V1s = - BGJ1（C）sin γ（t）          (2)

　　V2s = - BHJ2（C）cos γ（t）          (3)

　　將兩式微分并與兩式交叉相乘后，再對兩路信號進(jìn)行差分運(yùn)算得

　　Vd = B2GHJl(C)J2(C)γ’(t)            (4)

　　積分后得到

　　V1=B2GHJl(C)J2(C)γ(t)                (5)

　　其中，γ(t)包含了待測信號以及環(huán)境噪聲等造成的相位變化，后者通常情況下是緩變信號，所以通過高通濾波器，最后可得到包含待測信號的信息。

　　2、調(diào)制信號與混頻信號的頻差問題

　　光電探測電路輸出信號Vi = A + Bcos(Ccos wot + γ(t))通過模／數(shù)轉(zhuǎn)換器(ADC)進(jìn)行采樣后，與角

　　頻率分別為wo、2wo的載波信號進(jìn)行混頻。在實時全數(shù)字解調(diào)過程中，如何正確獲取混頻信號是系統(tǒng)實

　　現(xiàn)的關(guān)鍵技術(shù)之一。當(dāng)實際調(diào)制信號與混頻信號存在相差θ和頻差m時，相當(dāng)于在混頻時Vi分布乘上cos(wo + mt + θ)和cos(2wot + 2mt + 2θ)，經(jīng)過低通濾波，式(2)、(3)表達(dá)式變?yōu)閂1s = - BGJl(C)sinγ(t)cos(θ + mt)          (6)

　　V2s = - BHJ2(C)cosγ(t)cos(2(θ 十 mt))      (7)

　　如果僅存在相差θ，則可推出式(5)為Vt = B2GHJ1(C)J2(C)γ(t)cosθcos2θ。當(dāng)θ控制在足夠小的范圍內(nèi)，最后解調(diào)出的結(jié)果只存在幅度上整體的較小縮減，并不影響解調(diào)質(zhì)量。但若存在頻差m，則在微分之后就出現(xiàn)較大誤差，最后無法得到正確結(jié)果。圖2為存在頻差情況下的仿真結(jié)果，其中wo為20kHz、頻差m為o.5 Hz，被測信號頻率為800Hz；

　　3、實時解調(diào)系統(tǒng)全數(shù)字化實現(xiàn)

　　調(diào)制解調(diào)電路中，DSP選用AD公司32位浮點(diǎn)SHARc系列ADsP一21262，在SIMD狀態(tài)下可達(dá)1200MFLoPs(200MHz內(nèi)核時鐘)的運(yùn)算能力；調(diào)制信號產(chǎn)生電路由DDS芯片AD9850產(chǎn)生20．833kHz(1／48 MHz)的正弦波輸出，經(jīng)過信號處理放大，驅(qū)動PZT元件，其頻率和幅度由DSP設(shè)置。

　　光信號通過光電轉(zhuǎn)換及處理電路轉(zhuǎn)換成電壓模擬信號；模擬信號經(jīng)過1MHz的采樣轉(zhuǎn)換為數(shù)字信號傳送到DSP進(jìn)行數(shù)字解調(diào)并輸出；混頻信號由軟件產(chǎn)生，即由DSP中存儲的20．833kHz正弦波信號的1M采樣和500K采樣數(shù)值表產(chǎn)生，由于DSP與DDS的時鐘都來自同一頻率為24MHz時鐘源，可以確?；祛l信號與調(diào)制信號之間不存在頻差。

ADSP一21262內(nèi)部對時鐘源進(jìn)行8倍頻，則內(nèi)核時鐘可達(dá)192MHz。對于1MHz的采樣率，DSP每個192個時鐘需完成1個采樣數(shù)據(jù)的處理，其中包括差分、相乘、低通濾波、高通濾波、積分、微分、除法(用于針對B值進(jìn)行穩(wěn)幅)等運(yùn)算。由于ADSP一21262支持SIMD模式，兩路混頻、乘法、低通濾波、微分相乘等運(yùn)算可分別由不同處理單元同時完成。

　　由此可見，192MHz內(nèi)核時鐘的ADSP一21262在使用SIMD模式下，完全可以勝任1 MHz采樣率下數(shù)據(jù)的實時處理。

　　在此基礎(chǔ)上進(jìn)行原理性水聲實驗。將DFB光纖激光器放置于水池中，并與發(fā)射換能器位于同一高度。信號發(fā)生器輸出正弦波信號，通過功率放大器驅(qū)動換能器發(fā)射頻率為800 Hz單頻聲信號。解調(diào)系統(tǒng)輸出波形及其頻譜如圖6所示。實驗證明：系統(tǒng)對低頻范圍內(nèi)水聲信號的解調(diào)結(jié)果良好。

　　4、結(jié)束語

　　文中采用調(diào)制信號與混頻信號共享同一時鐘源的方法以解決兩者頻差所引起的解調(diào)結(jié)果錯誤的問題。從800Hz單頻水聲信號解調(diào)波形及其頻譜來看，該系統(tǒng)的實時數(shù)字解調(diào)結(jié)果良好。同時，改善數(shù)字濾波器性能將進(jìn)一步提高系統(tǒng)的解調(diào)效果。文中調(diào)制信號的產(chǎn)生由DDS電路直接實現(xiàn)，這是為了使調(diào)制信號產(chǎn)生電路，獨(dú)立于解調(diào)電路，以便于系統(tǒng)擴(kuò)展多路通道，實現(xiàn)對光纖激光水聽器陣列的解調(diào)。（作者：李 玉、黃俊斌、謝順依、顧宏燦、李日忠、譚 波）